الانتقال من المتوسط تصفية الكسب

المتوسط ​​المتحرك كمصفاة غالبا ما يستخدم المتوسط ​​المتحرك لتيسير البيانات في وجود ضوضاء. والمتوسط ​​المتحرك البسيط لا يعترف به دائما على أنه مرشاح الاستجابة النبضية المحددة (فير)، وهو في الواقع أحد المرشحات الأكثر شيوعا في معالجة الإشارات. التعامل معها كفلتر يسمح مقارنتها مع، على سبيل المثال، مرشحات المخلوطة نافذة (انظر المقالات على تمريرة المنخفضة. تمريرة عالية، والمرشحات تمريرة النطاق والترفض الفرقة لأمثلة على تلك). والفرق الرئيسي مع تلك المرشحات هو أن المتوسط ​​المتحرك مناسب للإشارات التي ترد المعلومات المفيدة في المجال الزمني. والتي تعد قياسات التمهيد عن طريق حساب المتوسط ​​مثالا رئيسيا. ومن ناحية أخرى، فإن المرشحات المخلوطة بالنافذة، هي عوامل أداء قوية في مجال الترددات. مع تحقيق المساواة في معالجة الصوت كمثال نموذجي. هناك مقارنة أكثر تفصيلا لكلا النوعين من المرشحات في المجال الزمني مقابل نطاق التردد أداء الفلاتر. إذا كانت لديك بيانات يكون كل من نطاق الوقت ونطاق التردد فيها هاما، فقد تحتاج إلى إلقاء نظرة على الاختلافات في المتوسط ​​المتحرك. الذي يعرض عددا من النسخ المرجحة للمتوسط ​​المتحرك الأفضل في ذلك. ويمكن تعريف المتوسط ​​المتحرك للطول (N) كما هو مكتوب كما هو مطبق عادة، مع عينة الانتاج الحالي كمتوسط ​​للعينات السابقة (N). ويرى المتوسط ​​المتحرك أن توليفة تتابع الدخل (شن) ذات نبضة مستطيلة طولها (N) والارتفاع (1N) (لجعل منطقة النبضة، وبالتالي كسب المرشاح ، واحد). في الممارسة العملية، فمن الأفضل أن تأخذ (N) الغريب. وعلى الرغم من إمكانية حساب متوسط ​​متحرك باستعمال عدد متساو من العينات، فإن استخدام قيمة غريبة ل (N) له ميزة مفادها أن تأخر المرشح سيكون عددا صحيحا من العينات، نظرا لأن تأخر المرشاح (N) العينات هو بالضبط ((N-1) 2). ويمكن بعد ذلك مواءمة المتوسط ​​المتحرك تماما مع البيانات الأصلية بتحويله بعدد صحيح من العينات. المجال الزمني نظرا لأن المتوسط ​​المتحرك هو ارتباط مع نبضة مستطيلة، فإن استجابته للتردد هي دالة صادقة. هذا يجعل من شيء مثل المزدوج من المرشح المصدق نافذة، لأن هذا هو التلازم مع نبض مخلص يؤدي إلى استجابة التردد مستطيلة. هذا هو استجابة التردد المخلص الذي يجعل المتوسط ​​المتحرك أداء ضعيف في مجال التردد. ومع ذلك، فإنه يؤدي بشكل جيد جدا في المجال الزمني. ولذلك، فإنه مثالي لنعومة البيانات لإزالة الضوضاء بينما في نفس الوقت لا تزال تحافظ على استجابة خطوة سريعة (الشكل 1). وبالنسبة للضوضاء البيضاء النموذجية المضافة (غوسيان نويز) (أوغن) التي غالبا ما تفترض، فإن متوسطات (N) عينات لها تأثير زيادة شنر بعامل (سرت N). وبما أن الضوضاء بالنسبة للعينات الفردية غير مترابطة، فلا يوجد سبب لمعالجة كل عينة على حدة. وبالتالي، فإن المتوسط ​​المتحرك، الذي يعطي كل عينة نفس الوزن، والتخلص من أقصى قدر من الضوضاء لحدة استجابة خطوة معينة. التنفيذ نظرا لأنه مرشح من نوع فير، يمكن تنفيذ المتوسط ​​المتحرك من خلال الالتفاف. ومن ثم سيكون لها نفس الكفاءة (أو عدم وجودها) مثل أي مرشح آخر لتصفية معلومات الطيران. ومع ذلك، فإنه يمكن أيضا أن تنفذ بشكل متكرر، بطريقة فعالة جدا. ويأتي ذلك مباشرة من التعريف بأن هذه الصيغة هي نتيجة لتعبيرين عن (ين) و (yn1)، أي حيث نلاحظ أن التغيير بين (yn1) و (ين) هو أن مصطلح إضافي (xn1N) يظهر عند في النهاية، في حين تتم إزالة المصطلح (شن-N1N) من البداية. في التطبيقات العملية، غالبا ما يكون من الممكن ترك التقسيم عن طريق (N) لكل مصطلح من خلال تعويض عن المكسب الناتج من (N) في مكان آخر. هذا التنفيذ المتكرر سيكون أسرع بكثير من الالتفاف. ويمكن حساب كل قيمة جديدة (y) بإضافتين فقط، بدلا من الإضافات (N) التي ستكون ضرورية للتنفيذ المباشر للتعريف. شيء واحد للبحث عن مع تنفيذ العودية هو أن أخطاء التقريب سوف تتراكم. قد يكون هذا أو قد لا يكون مشكلة للتطبيق الخاص بك، ولكنه يعني أيضا أن هذا التنفيذ المتكرر سوف تعمل في الواقع بشكل أفضل مع تنفيذ عدد صحيح من مع أرقام نقطة العائمة. هذا أمر غير عادي تماما، حيث أن تنفيذ النقطة العائمة عادة ما يكون أكثر بساطة. يجب أن يكون استنتاج كل هذا أنه يجب أن لا نقلل من فائدة مرشح المتوسط ​​المتحرك البسيط في تطبيقات معالجة الإشارات. أداة تصميم التصفية يتم استكمال هذه المقالة باستخدام أداة تصميم التصفية. قم بتجربة قيم مختلفة ل (N) وتصور الفلاتر الناتجة. نحاول الآن تصفية المتوسط ​​الشق مرشح الولايات المتحدة 4232192 آ مرشح متوسط ​​الشق متحرك مع مرحلة محددة جيدا مميزة للاستخدام في القضاء على ترددات التذبذب في نظام التضخيم الصوت، حيث تم تصميم هذا المرشح المتوسط ​​المتحرك ليكون الناتج يك وفقا ل معادلة النظام EQU1 حيث b 1 هي معاملات الترجيح، X هي عينات المدخلات، و K ثابت. قد يكون هذا المرشح مصمم بحيث يكون له خاصية الطور الخطي. وفي أحد التجسيدات، يمكن إجراء موقع الشق في استجابة التردد للمرشاح لتتبع الانجراف التلقائي لتردد التذبذب الصوتي. (19) 1. نظام تضخيم الصوت يضم: محول الأول يعني لتوفير إشارة وفقا لإثارة الموجات الصوتية في التضخيم البيئة يعني لتضخيم إشارة مرشح يعني يعني وجود درجة فيه المقابلة لتذبذب تردد إشارة المذكورة وهو أن يكون قمع ومحول الثاني يعني لتحويل الناتج من مرشح يعني في الإثارة للكشف عن قبل المستمع، حيث يتضمن التحسين مرشح قال يعني أن مرشح المتوسط ​​المتحرك يعني وجود استجابة التردد مع درجة واحدة على الأقل فيه، والمخرجات يك من المرشاح المتحرك المتوسط ​​الذي يتم اشتقاقه وفقا لمعادلة النظام EQU9 حيث تكون معاملات الترجيح بس، و X هي عينات المدخلات من وسائل التضخيم المذكورة، و S و K هي ثوابت، ويتألف كل إخراج يك من عينات M1، وحيث فإن سمة الطور لمتوسط ​​المرشح المتحرك المتوسط ​​يعني تحديدها جيدا في الجوار وفي الشق المذكور للحد من ذلك عدد ترددات التذبذب المحتملة في الشق إلى عدد محدود، حيث يعني أن المتوسط ​​المتحرك للمتوسط ​​المتحرك يعني أيضا: تعني وسيلة الميقاتية لتوليد ذاكرة إشارة على مدار الساعة لأخذ عينات من خرج التضخيم المذكور وفقا لإشارة الساعة المذكورة وتخزينها وتحويل عينات M1 على الأقل وفقا للإشارة على مدار الساعة المذكورة والسيطرة على مدار الساعة التلقائي يعني للسيطرة على وتيرة إشارة الساعة المذكورة وفقا للناتج من قال المتوسط ​​المتحرك المتوسط ​​يعني السيطرة على ذلك الموقع من قال درجة واحدة على الأقل في التردد استجابة من المتوسط ​​المتحرك يعني يعني. 2. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 1، حيث يعني يعني المتوسط ​​المتحرك المتوسط ​​يعني الوسائل اللازمة لصنع المرحلة المذكورة الخطية المميزة. 3. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 1، حيث يعني يعني المتوسط ​​المتحرك المتوسط ​​مرشح: يعني الذاكرة لعقد ما لا يقل عن M1 عينات المدخلات الترجيح يعني للوزن بشكل فردي كل من عينات المدخلات M1 المذكورة وفقا لموقعها في الذاكرة المذكورة يعني الجمع بين وسائل لإضافة عينات المدخلات M1 المرجحة وتطبيق ممثل إشارة من هذا المبلغ كما ييك الناتج من يعني المتوسط ​​المتحرك المتوسط ​​يعني يعني يعني على مدار الساعة لتوليد إشارة على مدار الساعة للسيطرة على الذاكرة المذكورة لعينة الإخراج من يعني التضخيم يعني ل الحصول على عينة إدخال جديدة ولتحويل صحيح عينات المدخلات M1 المخزنة في الذاكرة المذكورة يعني أن يتم تخزين عينة المدخلات المخزنة في كيس في مكان الذاكرة كيس-1، حيث 0iM1، ويتم تخزين أحدث عينة المدخلات في موقع الذاكرة K وأقدم المدخلات المخزنة في كنز إسقاط. 4. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 3، حيث تعني الذاكرة المذكورة يتكون خط تأخير استغلالها مع الصنابير M1. 5 - نظام تضخيم سليم على النحو المحدد في المطالبة 1، حيث تشمل وسائل التحكم في الساعة التلقائية المذكورة: وسائل التعرف على تردد تذبذب التغذية المرتدة في خرج المرشاح المتوسط ​​المتحرك المذكور يعني الوسيلة الأولى لتوليد إشارة تتناسب مع تردد التذبذب المذكور والثاني يعني توليد إشارة تحكم وفقا للإشارة المذكورة متناسبة مع تردد التذبذب المذكور للتحكم في تردد إشارة الساعة المذكورة. 6. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 5، حيث أن الوسائل الأولى المذكورة تتضمن محول تردد إلى جهد لتوليد جهد يتناسب مع تردد إشارات الإخراج المحددة من وسائل نقل المتوسط ​​المتوسط ​​المتحرك، ومبدل لتطبيق إشارات الجهد الناتجة عن الوسيلة الأولى تعني أن الثانية تعني حيث أن وسائل التعرف المذكورة مرتبطة بإخراج الفلتر المتحرك المتوسط ​​يعني يعني توفير إشارة خرج محددة سلفا عند وجود تردد التذبذب لإغلاق التبديل المذكور وحيث أن الوسائل الثانية المذكورة تتكون من تحويل الجهد إلى التردد لتحويل الجهد الناتج تطبيقها من قال تردد إلى الجهد محول عن طريق التبديل قال إلى تردد للسيطرة على مدار الساعة يعني يعني. 7. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 6، حيث قال الأول يعني كذلك يتضمن ذاكرة لتخزين الجهد الناتج من محول التردد إلى الجهد المستخدمة خلال إغلاق أحدث من التبديل المذكور، ووسائل لتطبيق هذا الجهد المخزن إلى محول الجهد إلى التردد. 8 - نظام تضخيم سليم على النحو المحدد في المطالبة 7، حيث يقصد بعبارة "يعني أولا" كذلك كاشف متصل بإخراج عامل التصفية المتوسط ​​المتحرك المذكور لتوليد إشارة فقط عندما يكون خرج الفلتر المذكور أعلى من قيمة العتبة. 9. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 8، حيث تتضمن وسائل الاعتراف المذكورة يتضمن إنتغراتورديكتور لإغلاق التبديل قال عندما خرج من التكامل المذكور هو قرب الصفر بعد دمج عدد من البقول من كاشف قيمة عتبة المذكورة. 10. نظام تضخيم الصوت يتضمن: محول أول يعني توفير إشارة وفقا لإثارة الموجات الصوتية في التضخيم البيئي يعني لتضخيم إشارة إشارة يعني يعني وجود درجة فيه المقابلة لتذبذب تردد إشارة المذكورة التي سيتم قمعها أما محول التحويل الثاني فيعني تحويل المخرجات من المرشح إلى إثارة يمكن الكشف عنها من قبل المستمع، حيث يتضمن التحسن الفلتر المذكور يعني أن المرشح المتحرك المتوسط ​​يعني وجود استجابة تردد مع درجة واحدة على الأقل فيه، - المرشح المشتق الذي يتم اشتقاقه وفقا لمعادلة النظام EQU10 حيث معاملات بس هي معاملات ترجيح، شس هي عينات المدخلات من وسائل التضخيم المذكورة، S و K ثوابت، ويتألف كل إخراج يك من عينات M1، وحيث تكون خاصية الطور من يعني يعني المتوسط ​​المتحرك يعني وسائل تحديد جيدا في محيط و على درجة قال للحد من نو مبر من ترددات التذبذب المحتملة في الشق لعدد محدود، والوسائل للتحكم تلقائيا في موقع قال على الأقل درجة واحدة في استجابة من المتوسط ​​المتحرك المتوسط ​​يعني يعني وفقا للناتج من قال مرشح المتوسط ​​المتحرك، حيث قال متوسطات المرشحات المتحركة المتوسطة: تتألف من ساعة لتوليد إشارة ميقاتية وذاكرة تعني أخذ عينات من خرج التضخيم المذكور وفقا لإشارة الساعة المذكورة ولتخزين ونقل عينات M1 أيضا وفقا لإشارة الساعة المذكورة، يعني وسائل التحكم الآلي على مدار الساعة للتحكم في تردد إشارة الساعة المذكورة وفقا لمخرجات المرشاح المتوسط ​​المتحرك المذكور يعني التحكم في موقع ذلك الشق الأول على الأقل في استجابة التردد لمتوسط ​​المرشاح المتحرك المتوسط ​​المذكور. 11 - نظام تضخيم سليم على النحو المحدد في المطالبة 10، حيث تشمل وسائل التحكم في الساعة التلقائية المذكورة ما يلي: وسائل التعرف على تردد التذبذب بالتغذية المرتدة في خرج وسائل المرشح المتوسط ​​المتحرك المذكورة ووسائل توليد إشارة تحكم من تردد التذبذب المذكور للتحكم في إشارة الساعة المذكورة. 12 - نظام تضخيم سليم على النحو المحدد في المطالبة 10، حيث تشمل وسائل التحكم في الساعة التلقائية المذكورة ما يلي: كاشف لاكتشاف إشارات خرج فقط من المرشاح المتوسط ​​المتحرك المذكور يعني فوق عتبة محددة سلفا عامل إنتغراتورديكتور لتحديد متى يحدث خرج الكاشف المذكور عند وفواصل متباعدة بانتظام في الوقت والوسائل لتوليد إشارة التحكم من الناتج من كاشف المذكور عندما يحدث هذا الكشف الكشف على فترات منتظمة متباعدة في الوقت المناسب للسيطرة على إشارة ساعة المذكورة. 13. نظام تضخيم الصوت كما هو محدد في المطالبة 12، حيث تشمل وسائل توليد المذكورة: محول تردد إلى جهد لتوليد جهد يتناسب مع تردد الإخراج من كاشف المذكور مفتاح تحكم وفقا للإخراج من إنتغراتورديتكتور المذكورة ذاكرة لتخزين قيمة الجهد من محول التردد إلى الجهد المذكور خلال الإغلاق الأخير للمفتاح المذكور من قبل إنغراتورديتكتور المذكورة ومحول الجهد إلى التردد لتوليد الجهد التحكم وفقا للجهد المخزنة في الذاكرة المذكورة للتطبيق إلى وقال يعني ساعة. 14 - نظام تضخيم سليم من أجل معينات سمعية يشمل: مكبر للصوت لتضخيم إشارات المخرجات من الميكروفون المذكور، مرشح له درجة فيه تقابل تردد التذبذب لإشارات مكبر الصوت المذكورة التي يتعين كبتها ومكبر لتحويل إشارة الخرج من المرشح المذكور إلى إثارة يمكن الكشف عنها من قبل المستمع، حيث يتضمن التحسين المرشح المذكور كونه مرشحا متحركا متوسطا له استجابة تردد مع درجة واحدة على الأقل فيه، فإن سمة الطور لوظيفة النقل لمرشاح التحرك المتوسط ​​المذكور يجري تحديده جيدا على مقربة من وعلى درجة قال للحد من عدد من الترددات التذبذب المحتملة في الشق لعدد محدود، والوسائل للتحكم تلقائيا في موقع قال على الأقل درجة واحدة في استجابة مرشح التحرك المتوسط ​​المذكور وفقا ل الناتج من المرشح المتوسط ​​المتحرك المذكور، حيث يشتمل المرشح المتوسط ​​المتحرك على: وسيلة ميقاتية لتوليد سيج على مدار الساعة نال والذاكرة لأخذ العينات من الناتج من مكبر للصوت المذكورة وفقا للإشارة على مدار الساعة المذكورة وتخزين عينات M1 على الأقل، وحيث تشمل وسائل السيطرة وقال التحكم التلقائي على مدار الساعة يعني للسيطرة على وتيرة إشارة الساعة المذكورة وفقا للإخراج من قال متحرك متوسط ​​المرشح للتحكم بالتالي في موقع قال درجة واحدة على الأقل في استجابة التردد لمرشح المتوسط ​​المتحرك المذكور. 15. نظام التضخيم كما هو محدد في المطالبة 14، حيث يتضمن مرشح التحرك المتوسط ​​المتوسط ​​وسائل لجعل المرحلة المذكورة خطية مميزة. 16- نظام التضخيم على النحو المحدد في المطالبة 14، حيث يشمل المرشح المتوسط ​​المتحرك المذكور: يعني الذاكرة لعقد ما لا يقل عن عينات مدخلات العينات M1 على الأقل يعني الترجيح الفردي لكل عينة من عينات المدخلات M1 المذكورة وفقا لموقعها في الذاكرة المذكورة يعني وسائل التلخيص لإضافة عينات المدخلات M1 المرجحة وتطبيق ممثل إشارة من هذا المبلغ كما أن الناتج من المتوسط ​​المتحرك المتوسط ​​المتحرك وساعة يعني لتوليد إشارة على مدار الساعة للسيطرة وقال الذاكرة يعني لعينة الإخراج من مكبر للصوت المذكور للحصول على عينة إدخال جديدة ولتحويل صحيح عينات المدخلات M1 المخزنة في الذاكرة المذكورة يعني أن كل عينة المدخلات المخزنة في مكان الذاكرة يتم تخزين كي الآن في مكان الذاكرة كي -1، حيث 0iM1، ويتم تخزين أحدث عينة المدخلات في مكان الذاكرة K و يتم إسقاط أقدم عينة المدخلات المخزنة. 17. نظام التضخيم على النحو المحدد في المطالبة 16، حيث تعني الذاكرة المذكورة يتضمن خط تأخير استغلالها مع الصنابير M1. 18 - نظام التضخيم على النحو المحدد في المطالبة 14، حيث تشمل وسائل التحكم في الساعة التلقائية المذكورة ما يلي: وسائل التعرف على تردد التذبذب بالتغذية المرتدة في خرج المرشاح المتوسط ​​المتحرك المذكور ووسائل توليد إشارة تحكم من تردد التذبذب الموجه المذكور للتتبع وقال إشارة على مدار الساعة. 19 - نظام تضخيم على النحو المحدد في المطالبة 14، حيث تشمل وسائل الكونفرول الميقاتية التلقائية المذكورة: كاشف لاكتشاف إشارات خرج فقط من المرشاح المتوسط ​​المتحرك المذكور فوق عتبة محددة سلفا وهو عامل إنتغراتورديكتور لتحديد متى يحدث خرج الكاشف المذكور عند مباعدة منتظمة الفواصل الزمنية والوسائل اللازمة لتوليد إشارة تحكم من خرج الكاشف المذكور عندما يحدث هذا الإخراج المكتشف على فترات متباعدة بشكل منتظم في الوقت المناسب للتحكم في إشارة الساعة المذكورة. خلفية الاختراع 1. مجال الاختراع يتعلق هذا الاختراع عموما بنظم تضخيم سليمة، وبشكل خاص إلى مرشح ثابت لإزالة التغذية المرتدة الصوتية في هذه الأنظمة. 2. وصف الفن المسبق يجد الاختراع الحالي تطبيقات في مجموعة متنوعة من أنظمة تضخيم الصوت، بما في ذلك أنظمة العناوين العامة والحالات الأخرى التي يوجد فيها تضخيم صوتي كبير ومشاكل تذبذب ردود الفعل ذات الصلة. ومع ذلك، لأن الاختراع الحالي مناسب بشكل خاص لتطبيقات السمع، سيتم شرح الاختراع في سياق نظام مساعدة السمع. كما هو معروف جيدا في الفن المساعدات السمع، وقد يرتبط كل أداة معها القدرة على التذبذب عندما يتم تغذية بعض إشارة الإخراج من الصك مرة أخرى سمعيا في الميكروفون. ويوضح هذا الوضع في شكل مخطط كتلة في الشكل. 1، حيث يعين الرقم 14 معينا سمعيا بوظيفة نقل H ها (f) يكون لها دخل x على السطر 10 ومخرجات y على السطر 15. ولأغراض التوضيح، يفترض أن هذا النظام المعين للسمع هو نظام خطي. مسار التغذية المرتدة مع وظيفة نقل يتم الحصول على F فب (f) عموما إما عن طريق اقتران الميكانيكية للمستقبل ومحولات الميكروفون في السمع نفسه، أو أكثر شيوعا، بحكم تسرب بين قناة الأذن وقالب الأذن. وفيما يتعلق بالتوصيل الميكانيكي، يمكن نمذجة وظيفة نقل التغذية المرتدة على أنها H فب (f). وبالنسبة لتسرب قناة الأذن، يمكن نمذجة وظيفة نقل التغذية المرتدة على أنها H فب (f) e - j2 f. ويستند كلا النموذجين المذكورين أعلاه إلى الافتراض بأن 1. هذه الوظيفة نقل ردود الفعل هو مبين في الشكل. 1 بواسطة الرقم 16 الذي يأخذ مدخلات من خط الانتاج 15 ويطبق إشارة خرجها كإدخال واحد إلى الأفعى 12 التي لديها خط الإدخال 10 كما المدخلات الأخرى. وظيفة نقل النظام الكلي هو مبين في الشكل. 1 يصبح: EQU2 من أجل الحصول على استقرار لنظام التغذية المرتدة أعلاه، يجب أن تكون أقطاب وظيفة النقل المذكورة أعلاه، المعادلة 1، ذات أجزاء حقيقية سالبة. وإذا لم تكن أقطاب وظيفة النقل هذه ذات أجزاء حقيقية سالبة، فإن عدم الاستقرار سيحدث عند الجذور المميزة للمقاسم المعقدة المتعددة الحدود: تترجم هذه المعادلة إلى نظيرتين حقيقيتين: تحدد المعادلتان 3 و 4 متى وأين سيحدث عدم استقرار التغذية المرتدة هذا. وفي السمع التي صممت لتوفير المكاسب، قد تكون الكمية H ها (f) كبيرة جدا. وفيما يتعلق بنموذج مسارات التغذية المرتدة المذكور أعلاه، فإن دالة حجم التغذية المرتدة H فب (f). وبالتالي، وفقا للمعادلة 3، يجب أن تكون صغيرة قدر الإمكان من أجل السماح لتحقيق أعلى مكاسب السمع قبل أن يحدث ردود الفعل. ومع ذلك، هناك حدود المادية لصغر بسبب تسرب قناة الأذن لا يمكن منعها تماما. وبالتالي، ووفقا للمعادلة 3، يجب أن تكون دالة الحجم H ها (f) التي تمثل مكسب السمع محدودة إذا لم يحدث تذبذب في التغذية المرتدة. وتظهر استجابة التردد للنظام الكلي مع ردود الفعل في الشكل. 2 حيث يوجد تردد تردد واحد للتذبذب f فب في نطاق التردد من الفائدة. بالنسبة لنظام مع استجابة التردد المبين في الشكل. 2، من الواضح أن إيجاد حل لمشكلة التذبذب في التغذية المرتدة هذه هو استخدام مرشاح الشق لتعديل دالة الحجم H ها (f)، بحيث تتلاشى وظيفة النقل الناتجة عند تردد التذبذب. قد يتم تمثيل هذا المرشح الشق بوظيفة نقل: يظهر مخطط الكتلة المعدل الآن كما هو مبين في الشكل. 3 - وكان التغيير الوحيد في هذا الرقم هو إضافة وظيفة النقل 18 التي تمثل وظيفة نقل الشق. وباستخدام اشتقاق مشابه للإشتقاق للمعادلتين 3 و 4، يمكن الحصول على معادلات ستابيتي التالية بالنسبة لنظام فيغ. 3: من خلال جعل وظيفة حجم H نوش (و) صغيرة جدا لتردد التذبذب معين يبدو ممكنا للقضاء على هذا التردد التذبذب. لم نناقش المعادلات 4 و 7 فيما يتعلق بتحديد وظيفة نقل الشق الصحيح. ومع ذلك، تحدد هذه المعادلات حيث يحدث التذبذبات، في حالة حدوثها على الإطلاق. ويكون مرشاح الشق التقليدي عادة مرشحا تناظريا يشتمل على سلسلة من عدة أقسام من الترتيب الثاني لكل منها دالة نقل على النحو التالي: EQU3 ستعرض كل وظيفة من هذه الدوال الثانية دالة نقل H كونف (f) كما هو مبين في الشكل. 4، وخصائص المرحلة كما هو مبين في الشكل. 5 - ويتضح من استعراض الشكل فيغ. 5، أن في التردد الشق N. حيث N 0 1، يقفز الطور المميز من قبل راديان. وهكذا، بالضبط في التردد الشق f ن. حيث من الناحية المثالية حجم وظيفة نقل H نوتش (و) يتلاشى، لم تحدد المرحلة كونف (f) مميزة على وجه التحديد. وتأثير الطبيعة غير المحددة لخصائص طور هذا المرشح الشقي هو أن المعادلة 7 لن تكون حدا لعدد حلول الترددات في المعادلة 6 التي ستسبب تذبذبا في التغذية المرتدة. وبما أن الكسب العالي من المعينات السمعية النمطية سيؤدي إلى استيفاء المعادلة 6 بعدد من الترددات، فإن النظام يتأرجح عند أي من هذه الترددات ولا يزال يفي بالمعادلة 7. وفي الظروف العملية، يمكن أن يكون مرشح الشق التقليدي قليلا سوء تعديل، وذلك ليكون الشق يحدث قليلا فوق أو قليلا أقل من التردد الأولي من التذبذب. استعراض خصائص المرحلة المبينة في الشكل. 5 يدل على أن المرحلة في تردد الشق الآن يتم تحديد. لذلك، فإن الحلول للمعادلتين 6 و 7 تسمح فقط مجموعة محدودة من الترددات التذبذب تحدث. ومع ذلك، من استعراض لحجم وظيفة نقل هو مبين في الشكل. 4، يمكن أن يرى أن هذا سوء تعديل طفيف سوف يسبب سوى خفض مكاسب صغيرة في تردد التذبذب f N. وبالتالي، فإن الزيادة المقابلة في الكسب في H ها (f) ستقتصر على بضعة ديسيبل على الأكثر. وقد بذلت محاولات مختلفة لحل هذه المشكلة ردود الفعل الصوتية جنبا إلى جنب مع أهداف التصميم الأخرى. على سبيل المثال، تطبيق انسداد من قبل غروب، بيكس وكوسي، سر. رقم 660513، المقدم في 23 فبراير 1976، يتعامل مع نوع السيارات ريجرسيف أو المرشح العودية للخياطة استجابة التردد من مرشح لاستجابة التردد المطلوبة المطلوبة للتعويض عن العيوب في الطيف الترددي لمستمع معين. ويجب أن يكون لأي مرشح رقمي للنوع العكسي أسلوب مدخلات أخذ العينات (أي مستويات الصوت في أوقات مختلفة) والجمع بين المعلومات المكتسبة من طريقة أخذ العينات هذه للوصول إلى التحكم الذي يمارسه النظام. هذه المرشحات الرقمية من نوع عودية ليس فقط عينة واستخدام البيانات من البيئة يجري أخذ عينات، ولكن أيضا إجراء حساب على أساس الحسابات السابقة. وتتميز المرشحة التي تم الكشف عنها في التطبيق المذكور أعلاه بأن هناك حاجة إلى عينات أقل عموما من أجل الحصول على استجابة تردد مرشح معينة مطلوبة. ويصبح هذا العدد الأصغر من العينات المطلوبة ممكنا باستخدام التغذية المرتدة العائدة للنظام الذي يوفر شروطا إضافية تختلف وفقا ل Y. sub. (K-1). (K-2)، الخ. هذا النوع من المرشح يمكن أن يكون مصمم خصيصا ليكون الشق لإزالة ترددات ردود الفعل الصوتية. ومع ذلك، يمكن أن يكون هذا النوع من المرشحات غير مستقر في ترددات معينة بسبب القطبين في وظيفة نقلها. وسيصبح عدم الاستقرار هذا واضحا عندما تكون مدخلات العينة إلى المرشح العازل صفرا على التوالي لعدة قراءات، لأنه سيكون هناك ثم ناتج على الرغم من أن المدخلات ظلت صفر على مدى فترة طويلة من الزمن. وبالمقارنة مع المرشح المتوسط ​​المتحرك، يكون هذا النوع من الفلتر أكثر حساسية عموما لتغيرات المعلمات بسبب انخفاض المعلمات المستخدمة في النظام. أي أن التغييرات في استجابة التردد الناجمة عن الانجراف درجة الحرارة وغيرها من التحمل عنصر ستكون أكبر بكثير في المقارنة، وفي بعض الحالات، يمكن أن تدفع نظام مستقر لعدم الاستقرار. وعلاوة على ذلك، مع مرشح التكرار كما هو مبين في التطبيق المذكور أعلاه فإنه ليس من الممكن الحصول على استجابة المرحلة الخطية بالضبط. (انظر رابينر والمرجع الذهبي المشار إليه فيما بعد، في الصفحة 206). بالإضافة إلى ذلك، فإن مجرد وجود أقطاب في وظيفة نقل مرشح يسبب أن وظيفة نقل لديها بسرعة تغير خصائص المرحلة في موقع القطبين. انظر رابينر أند غولد، صفحة 824. وبما أن تنفيذ الشق في المرشح العاكس سيتطلب عموما موقع القطب المتاخم مباشرة للشق نفسه، فإن ذلك سيؤدي إلى أن تكون سمة الطور في تردد الشق عرضة للتغيرات السريعة، أو حتى السلوك غير المحدد كما هو الحال في المرشحات التناظرية التقليدية. أهداف الاختراع إن الغرض من الاختراع الحالي هو القضاء بشكل كبير على كسب النظام الصوتي عند تردد التذبذب أو الترددات لذلك النظام عن طريق مرشح مستقر بطبيعته. وثمة هدف آخر من هذا الاختراع هو إزالة تردد التذبذب للتغذية المرتدة أو الترددات من وظيفة نقل نظام تضخيم الصوت بواسطة مرشح ذي سمة طور محددة جيدا. وثمة هدف آخر آخر من هذا الاختراع هو إزالة تردد التذبذب في التغذية المرتدة من وظيفة نقل النظام الصوتي عن طريق مرشح ذي خاصية الطور الخطي. والهدف الآخر من الاختراع الحالي هو بناء مرشح متوسط ​​الحركة لمنع حدوث تردد التذبذب في التغذية المرتدة لنظام صوتي. وثمة هدف آخر من الاختراع الحالي هو منع تردد التذبذب في نظام الصوت من حدوث مع مرشح الذي يضبط تلقائيا الشق لإزالة تردد تغيير التذبذب ردود الفعل. ملخص للاختراع من أجل تحقيق الأجسام السابقة، يحدد الاختراع الحالي نظام تضخيم صوتي يتضمن مرشحا متحركا متوسطا مع خرج مستمد وفقا لمعادلة النظام EQU4 حيث يكون للنظام سمة طور محددة جيدا لإزالة التغذية المرتدة ترددات التذبذب في النظام. ويمكن تصميم هذا المرشح المتوسط ​​المتحرك بحيث يكون له خاصية الطور الخطي. وفي أحد تجسيدات هذا الاختراع، يمكن تصميم مرشاح المتوسط ​​المتحرك هذا لنقل الشق تلقائيا لإلغاء تردد التذبذب في التغذية المرتدة وفقا للتغيرات في تردد التردد الترددي. وصف مختصر للرسومات الشكل. 1 هو مخطط كتلة يوضح نقل وظيفة التغذية المرتدة وظيفة في نظام الصوت نموذجي فيغ. 2 هو تمثيل رسومي لاستجابة تردد نموذجية مع التذبذب ردود الفعل الصوتية في تردد واحد فيغ. 3 هو مخطط كتلة وظيفة نقل نظام الصوت وجود ردود الفعل الصوتية ومرشح الشق فيغ. 4 هو تمثيل رسومي لاستجابة حجم مرشح مرشح الشق التقليدي باستخدام قسم الترتيب الثاني فيغ. 5 هو تمثيل رسومي للخصائص المرحلة من مرشح الشق التقليدية باستخدام قسم الترتيب الثاني فيغ. 6 هو تمثيل رسومي لموقع تردد التذبذب في مؤامرة حجم ومرحلة لوظيفة نموذجية لنقل المساعدات السمع فيغ. 7 عبارة عن مخطط تخطيطي لطريقة واحدة لتطبيق مرشاح المتوسط ​​المتحرك للاختراع الحالي فيغ. 8 هو مخطط الدائرة التخطيطي تنفيذ فيغ. 7 و فيغ. 9 هو مخطط الدائرة التخطيطي تنفيذ التحكم قابل للتعديل تلقائيا من موقع الشق من الدائرة من فيغ. 7. الوصف التفصيلي لنظام إمبوديمنت المفضل يركز نظام التضخيم الصوتي للاختراع الحالي في المقام الأول على علاقة الطور للإشارات المرسلة من خلال تناقض مع التركيز على خصائص الاتساع للإشارة كما هو الحال في حالة التقنية الصناعية السابقة. وبصورة أكثر تحديدا، اعترف المخترع الحالي بأنه من خلال توفير سمة طور مرشح المرشح المعرفة جيدا على عرض نطاق من الفائدة، فإن النظام سيكون له عدد ثابت محدد من ترددات التذبذب التي يمكن تحريكها. ومن أجل الحصول على هدف سمة طور محددة جيدا للنظام، تم اختيار مرشاح متوسط ​​الحركة، يشار إليه أحيانا بمرشاح استجابة نبضات محدود أو مرشح غير متكرر، لتنفيذ مرشاح الشق لتضخيم الصوت التطبيقات. وتتمثل الصيغة الأساسية للمرشح المتوسط ​​المتحرك في: EQU5 حيث Y K هو المخرجات، وتمثل معاملات بس للمرشاح، وعينات الإدخال شس، وتكون S ثابتة، وتجمع العينات من العينة K-S من خلال العينة K-S-M. ولأغراض المناقشة التالية، يفترض أن S0. تتوفر مجموعة متنوعة من تقنيات التصميم المختلفة لتأثير مرشح الشق المتوسط ​​المتحرك. وعلى سبيل المثال، فإن الأقسام من 3-7 إلى 3.40 من النظرية والتطبيقات المرجعية لمعالجة الإشارات الرقمية، من قبل L. R. رابينر و B. غولد، برنتيس هول، Inc. إنغليوود كليفس، N. J. 1975، تكشف عن العديد من تقنيات التصميم المتوسط ​​المتحرك المختلفة. على الرغم من أن الاختراع الحالي لا يقتصر على أي تقنية تصميم متوسط ​​متحرك معين، فإن تقنية التصميم لمرشاح الشق البسيط سوف يتم توضيحها، على سبيل المثال. يتم تنفيذ تقنية التصميم هذه من خلال إعادة كتابة المعادلة (9) مع تحويل z، حيث زي j2 فت. Z تحليل التحويل هو الوسيلة العادية لحساب استجابة التردد في مجال زمني منفصل. في هذا الصدد، دائرة الدائرة التي تم الحصول عليها في استخدام هذا التحليل هو مماثل لمحور ي في تحليل فورييه. وباعتبار المصطلح X (z) من المعادلة (10) نحصل على المعادلة التالية: بتقسيم جانبي المعادلة (11) بواسطة X (z) تصبح المعادلة (11): EQU6 عن طريق وضع واحد أو أكثر من الأصفار من الدالة H (z) على دائرة الوحدة، تتحقق استجابة تردد المرشح البسيط. وهكذا، إذا اخترنا الآن بس بحيث يتم الحصول على استجابة تردد المرشاح الشق مع الشق الموجود في النقطة (ب) التردد f n ومع تردد العينة f s يساوي 1T. تتوفر مجموعة متنوعة من برامج الكمبيوتر للحصول على حلول للمعاملات b. على سبيل المثال، يمكن حل هذه المعادلة وفقا للمرجع A برنامج حاسوبي لتصميم الأمثل مرشحات المرحلة الطورية الخطي المرحلة، من قبل J. H. مكليلان، T. W. الحدائق و L. R. رابينر، المعاملات إيي على الصوت والالكتروكوستيكيات، المجلد. أو-21، باجيس 506-526، ديسمبر 1973، الذي يحدد برنامج كمبيوتر فورتران مفصل لتصميم المرشحات الرقمية لمعلومات الطيران. برنامج حاسوبي آخر يمكن استخدامه للحصول على حلول للمعادلة المذكورة أعلاه مبين في المادة التصميم الإحصائي للمرشحات الرقمية غير المتكررة، من قبل D. C. فاردن و L. L. شارف، معاملات إيي على الصوتيات والكلام والمعالجة الرقمية، المجلد. أسب-22، No. 3، جوون 1974، باجيس 188-196، والذي يكشف عن روتين فورتران ثان لاستخدامه في تصميم مرشحات الحركة الرقمية المتوسطة. ويمكن فرض متطلبات إضافية على حل المعاملات ب بواسطة برنامج الحاسوب. فعلى سبيل المثال، من المستصوب عموما أن تكون دالة النقل H (z) ثابتة إلى حد ما بالنسبة للترددات على أي من جانبي تردد الشق f N. على سبيل المثال، إذا تم إدراج درجة مع الحدود 80.01-80.03 في استجابة التردد، مع استجابة التردد أعلاه وتحت هذا الشق يجري 1، ثم سيتم إدراج الجدول التالي فقط في الكمبيوتر. H (f) 1 من 0 إلى 8 راديان H (f) 0 بالنسبة إلى 80،01 إلى 80،03 راديان H (f) 1 بالنسبة إلى 80،03 إلى راديان في كثير من التطبيقات، يكون من المستصوب الحصول على مرشاح من الدرجة الأولى ذو خاصية الطور الخطي. ومن أجل الحصول على مثل هذه السمة الخطية المميزة، ينبغي إدراج القيد b i b M - i لجميع i في الحاسوب. ويناقش هذا التماثل بمزيد من التفصيل في صفحة 78 من مرجع رابينر والذهب، المشار إليه أعلاه. إن إدراج هذا التماثل في برنامج الكمبيوتر سيؤدي إلى سمة المرحلة من النموذج () - (N-12). من مراجعة هذه المعادلة، يمكن ملاحظة أن خاصية الطور الخطي للمرشاح تعتمد فقط على عدد المعاملات N المستخدمة في النظام. وهكذا، يمكن ترجمة المجموع الكلي لجميع المتطلبات المذكورة أعلاه إلى استجابة التردد المطلوبة، وأن المعلومات المكتوبة في برنامج حاسوبي. ويمكن لمرشاح الشق المصمم وفقا للطريقة السابقة تقريب الصفر إلى أي درجة مطلوبة في جزء محدد سلفا من تردد العينة f S أو 1T. تردد الشق N. أي 2f N. يمكن أن يكون موجودا في أي مكان في المنطقة 0،. عادة، يتم تعيين تردد الشق N إلى أقل من 8 للسماح بتردد عينة مرتفع نسبيا من أجل الحفاظ على دقة الإشارة. وبمرشاح الشق المصمم وفقا للطريقة المذكورة أعلاه، تكون للمراحل فب (f) و ها (f) و نوتش (f) استجابة مرحلة محددة جيدا، مما يحد من عدد ترددات التذبذب الممكنة وفقا للمعادلتين 6 و 7. وهكذا، فمن الممكن أن تقضي فعليا على استجابة التردد للمرشح الشق لهذه المجموعة المحددة من الترددات التذبذب. ونظرا لطبيعة الاستجابة النمطية لنظام الترددات السمعية H ها (f) و ها (f)، فإن المجموعة العملية لترددات التذبذب تتألف عموما من تردد وحيد فقط. تين. 6 يبين هذا التردد التذبذب و أوسك بالتزامن مع وظيفة نقل السمع نموذجية. المرشح المحتمل المقبل للتذبذب وفقا للمعادلة (7) هو التردد الذي هو مضاعف 2 بعيدا عن تردد التذبذب و أوسك. ويمكن العثور على هذا التردد عن طريق الاستفادة من الجزء استجابة المرحلة من فيغ. 6. للحصول على مساعدات السمع نموذجية، وهذا المرشح التذبذب لديه خاصية الكسب الذي هو أقل بكثير من تردد التذبذب الأولي و أوسك. وهكذا، عادة ما يكون هناك تردد واحد فقط من التذبذب. ومع ذلك، في تلك الحالات التي يكون من المرغوب فيه أن يكون لها زيادة كبيرة في المكاسب الإجمالية، وهذا التذبذب مرشح التذبذب تصبح تردد التذبذب الثاني. ويمكن تعويض تردد التذبذب الثاني هذا عن طريق تصميم الشق الثاني في وظيفة نقل مرشح الشق. وتجدر الإشارة إلى أن هذا الدرجة الثانية يمكن أن تستخدم أيضا للقضاء على أنواع معينة من الضوضاء البيئية. وبشكل أكثر تحديدا، يمكن استخدام هذا الدرجة الثانية لإزالة الضوضاء البيئية ذات خصائص التردد الضيقة. يشير الآن إلى الشكل. 7, there is shown a basic block diagram implementation for one embodiment of the present moving-average notch filter. An input X is applied on line 20 and then sampled which forms the input to a sequential memory 22. This memory device 22 operates to shift the input sample sequentially through a plurality of memory locations K through K-S-M where S is a constant, and M is a constant equal to the number of coefficients minus one. This shifting of of data in the memory from the addresses K to K-S-M is accomplished under control of pulses from a clock signal (not shown). For each of the memory locations K-S through K-S-M, the data held therein is applied to a respective multiplier for that memory location wherein it is multiplied by a weighting coefficient b i . where 0iM. Each of the weighted outputs from the multipliers 24 is applied to an adder 26, which adds the respective multiplier 24 outputs to obtain an output signal Y proportional to the sum thereof. It should be noted that the constant S merely determines which set of consecutive memory locations will be weighted and applied to the adder. Thus, the setting of S to an integer not equal to zero causes older stored values to be utilized in the weighting and adding process. In other words, a delay period is inserted before the newest input sample is utilized in the weighting and adding calculation. Clearly, the simplest case for this device would be implemented with S0. From a review of the above discussion, it can clearly be seen that the output Y from the block diagram shown in FIG. 7 will comprise equation (9). This process of multiplying the input samples X K-S by b 0 . X K-S-1 by b 1 . through X K-S-M by b M is sometimes referred to as the linear convolution of the X K sequence with the b i sequence. On each clock pulse, a new input sample is applied to the storage location K and the data in each one of the storage locations is shifted to the next adjacent storage location and the weighting and addition sequences performed to obtain a Y K output. This procedure is repeated over and over, producing for every additional input sample, one additional output sample, according to the equation (9). For S0, this operation essentially reduces to utilizing the new input sample X K to obtain the new output sample Y K while at the same time, discarding the oldest input sample X K-M that was used in the previous step. The above realization of equation (9) shown in FIG. 7, is referred to as the direct form realization. Equation (9) can be realized in a variety of different forms. In this regard, see page 40 of the Rabiner and Gold reference noted above. The blocks K, K-1. K-S-M can among others be realized utilizing tapped delay lines discrete time memories, and digital computer storage. Referring now to FIG. 8, a circuit implementation of the block diagram shown in FIG. 7 is disclosed. A transducer 30 is provided for generating an electrical signal in accordance with sound-wave excitations in the environment. By way of example, this transducer could comprise a Knowles 1750 microphone. The output signal from the transducer 30 is applied via a coupling capacitor 32 to the negative input of an operational amplifier 34 biased in an amplification configuration. The output from the amplifier 34 is applied to the negative input of a second operational amplifier 36 which is also biased in an amplification configuration. The output from the second operational amplifier 36 is applied by means of a coupling capacitor 38 to the analog input of a tapped delay line 40. By way of example, this delay line may be implemented with a Reticon tapped delay line with 32 taps. (Only ten taps are shown and used in the figure). Thus, in the particular implementation shown, the number of coefficients M110. This tapped delay line 40 is operated under the control of clock signals 2 and 1 . There are a variety of methods of generating clock signals. The particular method utilized in the present implementation includes a connection of NAND gates 42 and 44 in a feedback configuration such that an oscillation frequency is obtained in accordance with the values of the resistors and capacitor shown in the feedback loop for these NAND gates. The oscillation frequency obtained from the NAND gate 44 is applied to a third NAND gate 46 which operates to invert and shape the signal. The output from the NAND gate 46 is applied to the T input of a D-type flip-flop 48. The flip-flop 48 operates to halve the frequency that appears at its input. The Q output of the flip-flop 48 is applied to the delay line 40 as the 2 clock signal. The Q output of the flip-flop 48 is applied to the delay line 40 as the 1 clock signal. By way of example, the above-noted NAND gates can be implemented by utilizing one-quarter of a quad two-input NAND chip MC14011 from Motorola Corporation, and the flip-flop 48 can be implemented by utilizing one-half of a dual D-type flip-flop chip CD 4013 from RCA CD4013. Referring again to the tapped delay line 40, the data sample held at each TAP location is shifted upward to a higher TAP number under control of the clock signal inputs from the flip-flop 48. The newest input sample from the analog input of the tapped delay line 40 is applied to the vacated TAP 1 location. Likewise, the oldest sample located in TAP 32 is deleted. An output signal from each tap flows through the resistor 43 to ground. The AC voltage at the junction point 41 will be proportional to the input sample held in the TAP. This voltage is applied via a blocking capacitor 45 to the respective weighting resistor 47 for that particular TAP. The values for these weighting resistors 47 are determined in accordance with the following equation: EQU7 By way of example, the weighting resistors for a particular set of b coefficients determined in accordance with the McClellan, Parks, and Rabiner computer program noted above is set forth on the drawing. In the figure, the TAP 1 represents the TAP or memory storage X K (assuming S0), the memory storage location for the newest input sample. Likewise, the TAP 2 represents the memory storage K-1, and so on. The weighted signals from the TAPs 1-10 are summed in the operational amplifiers 49 and 51. Two amplifiers are used in this circuit because some of the weighted inputs need to be negative. Thus, one adder sums the positive weighted inputs, while the other adder sums the negative weighted inputs. The output signals from the amplifiers 49 and 51 are applied to the negative and positive inputs of the operational amplifier 50, which is connected in a differential amplifier configuration. The amplifier 50 subtracts one input from the other and applies its output via a coupling capacitor 52 to a speaker 54. By way of example, the speaker 54 may comprise a Knowles BK1604 receiver. Likewise, the operational amplifiers 34, 36, 49 and 51 may comprise Raytheon chips RC4156 (only one-fourth of the chip is needed for each operational amplifier. The operational amplifier 50 may comprise one-half of a Raytheon chip RC4558. It should be noted that the tapped delay line 40 and the weighting configuration 43, 45 and 47 could alternatively be implemented by means of a RETICON R5602 Transversal Filter. In the present configuration, all of the integrated circuit chips were energized with one 9 V battery cell. It should again be emphasized that there is a wide variety of techniques for implementing equation (9). The particular configurations shown in FIG. 7 in block diagram form, and in FIG. 8 in schematic circuit form, comprise only one technique out of many that could be used for implementing equation (9). Thus, the present invention is in no way limited to this particular block diagram and circuit implementation. It should be noted that the feedback path characteristics (th e feedback transfer function) shown in FIG. 1, may drift or change with time. In such cases, it is desirable to have a notch filter which automatically adjusts its notch location in the filter frequency response so that it tracks the feedback oscillation frequency changes. The circuit shown in FIG. 9 is one implementation for a control system for an automatically adjustable notch filter. It should be noted at the outset, that a notch in the frequency response of digital filters and discrete-time filters can be shifted in frequency by varying the sampling frequency or clock frequency controlling the filter. This can be seen by noting that the moving-average notch filter of the present invention will have a transfer function in accordance with the following equations: EQU8 In this equation, the sampling period T has been substituted by 1f S . the reciprocal of the sampling frequency. Thus, it can be seen that if the sampling frequency f S is changed to a different value, such as for example 2f S . then the transfer function for the changed moving-average notch filter will have the same gain and phase response as that for the original sampling frequency f S but now at double the frequency of the original. In other words, the location of the notch has been changed from the frequency f N to the frequency 2f N . From the foregoing discussion of FIGS. 7 and 8, it can be seen that the sampling frequency f S can be changed by merely changing the clock frequency controlling the memory device 22 of FIG. 7 or the tapped delay line 40 of FIG. 8. In the implementation of FIG. 8, the frequency controlled clock signal could merely be applied to the T input of the flip-flop 48 instead of the oscillator circuit shown in FIG. 8. There are a variety of techniques for effecting this adaptive control of the clock sampling frequency for the digital notch filter. The circuit in FIG. 9 is based on the assumption that a feedback oscillation signal is relatively large in amplitude and has rather evenly spaced zero-crossings. Thus, the output signal Y K from the moving-average notch filter is applied to a detector 60 comprising an operational amplifier 62. The operational amplifier 62 is properly biased at its input such that it will detect only signals having a voltage amplitude above a particular threshold voltage. This threshold voltage is usually set such that the detector 60 will detect only signals using almost all of the total dynamic range of the system. The square wave output from the operational amplifier 62 is applied to a frequency-to-voltage converter 64 which operates to generate a voltage proportional to this oscillation frequency. The voltage output from the frequency-to-voltage converter 64 is then applied to a sampler 65 comprising a switch 66, a capacitor 68, and an operational amplifier 70. The voltage signal from the frequency-to-voltage converter 64 charges the capacitor 68 when the switch 66 is initially closed. The capacitor 68 acts as a memory element to memorize the voltage proportional to the last feedback frequency applied from the frequency-to-voltage converter 64. The voltage on the capacitor 68 will be maintained until the switch 66 is again closed. At that time, the voltage on the capacitor 68 will either be charged to a higher level or discharged to a lower level in accordance with the voltage applied from the frequency-to-voltage converter 64. Thus, the voltage on the capacitor 68 is always representative of the oscillation feedback frequency generated by the frequency-to-voltage converter 64 on the most recent closing of the switch 66. The operational amplifier 70 is connected in a voltage follower configuration such that a high load impedance is presented to the capacitor 68 to thereby prevent leakage of the capacitor voltage. The output of the voltage follower 70 is a voltage representative of the voltage held on the capacitor 68. This output voltage from the voltage follower 70 is applied to a voltage-to-frequency converter 72 which operates to generate a control signal frequency for application to the T input of flip-flop 48 instead of the oscillator circuit shown in FIG. 8. In the present implementation, the frequency that would be generated in accordance with the output from the amplifier 70 is not sufficient to properly control the clock oscillator. Thus, a frequency translator 74 comprising a digital divider 76 is included in the circuit. This circuit essentially forces the voltage-to-frequency converter 72 to generate a control frequency f C proportional to the input voltage from the amplifier 70 multiplied by a constant L. This multiplication is accomplished by taking the output signal from the voltage-to-frequency converter 72 and applying it to a digital divide-by-L circuit 76, to thereafter apply this in frequency divided signal to the control input of the block 72. It should be noted that certain loud speech sounds with amplitudes using the total dynamic range of the system will also be detected by the detector 60. In order to prevent the utilization of these loud speech sounds in the adaptive control of the notch, an integratordetector circuit 78 is included. The inclusion of this integratordetector circuit 78 is based on the assumption that a feedback oscillation signal will have regularly spaced zero crossings and will therefore produce output pulses at extremely regular intervals from the detector 60. Thus, the circuit 78 is designed to possibly close the switch 66 only after a certain fixed number of detected pulses have been applied to the integrator. The integrator 78 comprises an operational amplifier 82 with a capacitor 80 connected to its input terminal such that it is in an integrator configuration. The output from the detector 60 is applied to this input terminal of the amplifier 82. Whenever in the particular configuration shown in FIG. 9, a genuine feedback oscillation signal occurs, a fixed number of positive and negative pulses will be applied to the integrator such that the integrator output voltage is close to zero. A close to zero voltage output from the integrator 78 will close switch 66 via a detector. When the switch 66 is closed, the voltage output from the frequency-to-voltage converter 64 is applied to the capacitor 68 to charge or discharge that capacitor to a voltage proportional to a new feedback oscillation frequency in accordance with the above discussion. This new feedback oscillation frequency will then be applied to the voltage-to-frequency converter 72 to generate a frequency that controls the sample frequency for the circuit shown in FIG. 8. The frequency-to-voltage converter 64 and the voltage-to-frequency converter 72 may be implemented, by way of example, by Raytheon chips 4151. These converters could also be implemented by the RCA COSMOS Micropower Phase Lock Loop chip CD 4046 which includes a frequency-to-voltage converter, a voltage-to-frequency converter, and the capability of frequency translation on a single chip. While I have shown and described several embodiments in accordance with the present invention, it is understood that the same is not limited thereto but is susceptible to numerous changes and modifications as known to those skilled in the art and I therefore do not wish to be limited to the details shown and described herein but intend to cover all such changes and modifications as are encompassed by the scope of the appended claims. Zero Lag Moving Average Filter Trading Strategy (Entry 038 Filter) I. Trading Strategy Developer: John Ehlers and Ric Way. Source: Ehlers, J. Way, R. (2010). Zero Lag (well, almost) . Concept: Trend following trading strategy based on moving average filters. Research Goal: To verify performance of the Zero Lag Moving Average (ZLMA). المواصفات: الجدول 1. النتائج: الشكل 1-2. Trade Filter: Long Trades: Zero Lag Moving Average (ZLMA) crosses over Exponential Moving Average (EMA). Short Trades: Zero Lag Moving Average (ZLMA) crosses under Exponential Moving Average (EMA). محفظة: 42 سوق العقود الآجلة من أربعة قطاعات رئيسية في السوق (السلع والعملات وأسعار الفائدة ومؤشرات الأسهم). البيانات: 36 عاما منذ عام 1980. منصة الاختبار: ماتلاب. II. اختبار الحساسية تتبع جميع المخططات ثلاثية الأبعاد مخططات كفاف ثنائية الأبعاد لعامل الربح، نسبة شارب، مؤشر أداء قرحة، معدل نمو سنوي مركب، الحد الأقصى للسحب، الصفقات المربحة في المئة، ومتوسط. فوز متوسط. نسبة الخسارة. تظهر الصورة النهائية حساسية منحنى الأسهم. Tested Variables: LookBack, Threshold (Definitions: Table 1): Figure 1 Portfolio Performance (Inputs: Table 1 Commission amp Slippage: 0). Exponential Moving Average (EMA): Alpha 2 (LookBack 1) EMAi Alpha Closei (1 Alpha) EMAi 1 Index: i Current Bar. Zero Lag Moving Average (ZLMA): Alpha 2 (LookBack 1) ZLMAi Alpha (EMAi Gain (Closei ZLMAi 1)) (1 Alpha) ZLMAi 1 Index: i Current Bar. Variable Gain (from the ZLMA formula): If the variable Gain is zero, the ZLMA becomes just an EMA. If the Gain is sufficiently large, the ZLMA tracks the price for all practical purposes (i. e. minimum lag and minimum smoothing). Therefore, we seek a value of Gain that is a satisfactory compromise. To get the least amount of error (Error Closei ZLMAi), a loop searches for the best value of Gain by varying the Gain variable from the lower GainLimit to the upper GainLimit . The default value for the variable GainLimit is 5 (this value is further researched in the next blog entry). LookBack 60, 1000, Step 20 GainLimit 5 Long Signal: ZLMAi crosses over EMAi, and 100LeastError ATRi gt Threshold Index: i Current Bar. Short Signal: ZLMAi crosses under EMAi, and 100LeastError ATRi gt Threshold Index: i Current Bar. Note: Error Closei ZLMAi. The LeastError is an error for the best value of Gain found via a loop which runs bar-by-bar from the lower GainLimit to the upper GainLimit . In the original paper. the LeastError is not normalized by the ATR (Average True Range) but by a closing price. This is not adequate for tests on continuous futures contracts and therefore the original formula was adjusted. Mode: The 2-phase reversal system (longshort). Threshold 0, 200, Step 5 Long Trades: A buy at the open is placed after a Long Signal. Short Trades: A sell at the open is placed after a Short Signal Stop Loss Exit: ATR(ATRLength) is the Average True Range over a period of ATRLength. أترستوب هو مضاعف أتر (أترلنغث). الصفقات الطويلة: يتم وضع وقف بيع عند دخول أتر (أترلنغث) أترستوب. الصفقات القصيرة: يتم وضع وقف شراء عند دخول أتر (أترلنغث) أترستوب. ATRLength 20 ATRStop 6 LookBack 60, 1000, Step 20 Threshold 0, 200, Step 5 Table 2 Inputs: Table 1 Fixed Fractional Sizing: 1 Commission amp Slippage: 100 Round Turn. V. Research Ehlers, J. Way, R. (2010). Zero Lag (well, almost) : All smoothing filters and moving averages have lag. It8217s a law. تأخر ضروري لأن يتم تمهيد باستخدام البيانات الماضية. Therefore, the averaging includes the effects of the data several bars ago. In this article we show you how to remove a selected amount of lag from an Exponential Moving Average (EMA). Removing all the lag is not necessarily a good thing because with no lag the indicator would just track out the price you are filtering. That is, the amount of lag removed is a tradeoff with the amount of smoothing you are willing to forgo. السادس. Rating: Zero Lag Moving Average Filter Trading Strategy VII. Summary The trading strategy based on the Zero Lag Moving Average does not perform significantly better than the strategy based on the Hull Moving Average or some other alternatives. ألفا 20 تم نظام التداول كفتك القاعدة 4.41: هيبوتيتيكال أو نتائج الأداء المحاكاة لها بعض القيود. لا سجل الأداء الفعلي، النتائج المحاكاة لا تمثل التداول الفعلي. أيضا، وبما أن التجارة لم يتم تنفيذها، فإن النتائج قد تكون قد تم تعويضها أو تعوض عن تأثير، إن وجدت، من بعض عوامل السوق، مثل عدم وجود السيولة. برامج التداول المحاكاة بشكل عام هي أيضا تخضع لحقيقة أنها تم تصميمها مع الاستفادة من الأذهان. لا يتم تمثيل أي حساب أو سيكون من المرجح تحقيق الأرباح أو الخسائر مماثلة لتلك التي تظهر. الكشف عن المخاطر: حكومة الولايات المتحدة مطلوب إخلاء المسؤولية قواعد كفتك 4.41